S'utilitzarà un JFET canal N, per exemple el BF245B. La identificació dels seus terminals s'indica a la fig. 1.
Per poder representar les característiques ID(VGS) i ID(VDS) per a diferents valors de VGS en la zona de saturació, que són les que ens interessen en un circuit amplificador, la fórmula:
ens diu que només cal conèixer els paràmetres IDss i VGSoff del dispositiu. A fi que les diferències entre les previsions i els resultats obtinguts siguin mínimes, prèviament es determinaran experimentalment aquests valors corresponents al JFET que s'utilitzi. A la fig.2 s'indica el circuit per determinar IDss , on es veu que es fa VGS = 0 .
La resistència RD fa de sonda de corrent i el seu valor real es mesurarà amb un multímetre. Es tracta de, partint de zero volt, anar augmentant la tensió de la font i observar com varia la caiguda tensió V en borns de RD . Quan V es mantingui sensiblement constant encara que la tensió de la font segueixi augmentant, llavors IDss = V / RD -raoneu-ho.
Resulta pràctic escollir per a RD el valor de 1 kΩ ja que així la lectura de V en volt coincideix amb el valor del corrent ID en mA. Per tenir resultats acurats caldrà però que el valor real de RD sigui el més proper possible a 1 kΩ per la qual cosa es pot emprar una resistència de l'1 % de tolerància o bé combinar resistències del 5 % els valors reals de les quals donin el valor desitjat.
Per determinar VGSoff s'empra una altra font variable per poder variar VGS , tal com s'indica a la fig. 3.
Partint de VGS = 0 i amb ID = IDss , s'anirà fent negatiu el valor de VGS fins aconseguir que V = 0 , amb la qual cosa serà ID = 0 i, en conseqüència, VGS = VGSoff -raoneu-ho. L'ajust final s'haurà de fer amb l'escala més sensible del voltímetre. Observeu que seguint aquest procediment només es necessita un únic multímetre disposat com voltímetre, que es canvia de lloc per mesurar VGSoff . A les fig. 4a i 4b s'indiquen les planificacions dels muntatges i les mesures, i a les fig. 5a i 5b les fotografies.
Per exemple, a les fig. 4 i 5 es poden veure dues resistències en sèrie de 1 kΩ i 22 Ω de valors nominals, que han donat molt aproximadament el valor real de 1 kΩ .
A banda del JFET i les resistències, per completar els muntatges i fer les mesures es necessiten: 2 ponts p2, 1 multímetre i 2 fonts d'alimentació regulables.
Els valors trobats són, per exemple: IDss = 8,5 mA i VGS = -3,2 V , els quals ens permeten, com es veurà, representar les característiques abans esmentades, que són, per exemple, les indicades a la fig. 6.
La característica ID(VGS) es troba substituint els valors de IDss i de VGS a (1) i donant valors a VGS , per exemple els següents: 0, -0,5 V, -1 V, -1,5 V, -2 V, -2,5 V, -3 V i -3,2 V .
Per representar les característiques ID(VDS) per a cadascun dels valors de VGS , només cal prendre la tensió pinch-off Vp = -VGSoff , la qual cosa permet desplaçar la característica ID(VGS) cap a la dreta, tal com s'indica a la figura, i dibuixar, a la dreta de la característica desplaçada, les rectes paral·leles corresponents a cada valor del corrent ID . A l'esquerra de la característica desplaçada es representen en traç discontinu, i de forma qualitativa, els trams corbats i òhmics de ID(VDS) .
El disseny de l'etapa amplificadora es pot abordar partint de diferents criteris. Per exemple, si per al punt de treball Q del JFET es fixa un corrent de IDQ = 4mA , llavors observant les gràfiques de la fig. 6 es pot veure que li correspon una tensió VGSQ d'aproximadament -1 V, la qual cosa es pot confirmar separant VGS de (1) i substituint valors:
Si volem fer un circuit autopolaritzat, ja podem calcular la resistència de sortidor RS que es necessita:
Si es fixa una resistència de drenador de, per exemple, RD = 1 kΩ , i una tensió d'alimentació de, per exemple, VDD = 12 V, el punt d'intersecció de la recta de càrrega en continu -rcc- amb l'eix ID serà:
A la fig. 7 s'indica aquesta rcc , juntament amb la recta de càrrega en altern -rca- que s'explicarà de seguida. La tensió VDSQ valdrà: VDSQ = VDD - (RD+RS)·IDQ = 12 - 1,25·4 = 7 V , tal com indica el punt d'intersecció d'aquesta rcc amb la gràfica ID(VDS) per a VGS = -1 V .
Per comprovar aquest punt de treball del transistor muntarem el circuit de la fig. 8.
La RS = 250 Ω es pot aconseguir, per exemple, amb una resistència de 270 Ω de valor nominal amb paral·lel amb una altra resistència de 3,9 kΩ nominals. La resistència RD és la combinació anterior que dóna 1 kΩ . A la fig. 9a s'indica la planificació del muntatge i a la fig. 9b una fotografia.
Connectant el multímetre entre els diferents punts que s'indiquen, fem:
• Ajustem la tensió d'alimentació VDD a 12 V .
• Mesurem V , VDS i VSG i surt, per exemple: V = 4,06 V , VDSQ = 6,92 V , VSGQ = 1,02 V i IDQ = V / RD = 4,06 mA , valors tots ells molt semblants als previstos.
A la fig. 10 s'indica el circuit amplificador a assajar.
La funció del condensador CS és desacoblar RS del circuit quan s'aplica senyal a l'entrada, quasi bé curtcircuitant-la, a fi d'aconseguir el màxim guany de tensió, com es veurà. En aquestes condicions la rca , que passa pel punt Q , tindrà, en valor absolut, un pendent més gran que la rcc:
la qual es pot veure a la fig. 7.
Entre el generador de funcions i l'entrada de l'amplificador s'ha col·locat un divisor de tensió a fi de poder ajustar el nivell del senyal vi(t) a valors molt baixos. A més, la resistència R2 proporciona un camí per aplicar la tensió negativa d'autopolarització VGSQ .
El condensador C1 serveix per separar qualsevol component continu que pugui dur el senyal v(t) que proporciona el generador. El condensador CD serveix per separar el component continu que du el senyal de sortida. La reactància d'aquest condensador ha de ser molt més petita que la impedància d'entrada de l'oscil·loscopi a fi de mesurar correctament el guany de tensió -raoneu-ho. Igual que el condensador CS , la funció del condensador C2 és desacoblar la font d'alimentació del circuit amb senyal, proporcionant un camí de molt baixa impedància per al senyal enfront la resistència interna de la font -raoneu-ho.
Substituint el model simplificat del JFET per a petit senyal al circuit de la fig. 10, tenim el circuit de la fig. 11, on s'ha omès la dependència del temps dels senyals per simplificar la notació.
Anem a veure què val gm . Aplicant la definició de gm a la (1):
Per assajar aquest circuit en la gama de freqüències d'àudio -de 20 Hz a 20 kHz- , s'escull el valor de CS de manera que la seva reactància a la freqüència més baixa sigui una dècima part, o menys, del valor de RS , és a dir, ha de ser: XCs = 1 / 2π·20CS ≤ 25 Ω i separant CS: CS ≥ (1 / 2π·20·25) F = 318 μF i empraríem, per exemple, un condensador electrolític de 470 μF de valor nominal i capaç de suportar una tensió superior a |VGS| = 1 V -raoneu-ho.
Per a l'elecció de C2 hauríem de conèixer la resistència interna de la font d'alimentació, la qual podem estimar inferior a 10 Ω , llavors podríem emprar un condensador electrolític unes 10 vegades inferior a l'anterior, per exemple, un electrolític d'uns 47 μF i capaç de suportar una tensió superior al valor de l'alimentació -raonar-ho.
La impedància d'entrada típica d'un oscil·loscopi pot ser una resistència de 1 MΩ en paral·lel amb una capacitat d'uns 25 pF , als que s'ha d'afegir la capacitat del cable coaxial que, per a 1 m de longitud, és d'uns 100 pF.
La reactància de CD a la freqüència més baixa ha de ser inferior a la dècima part de la impedància d'entrada de l'oscil·loscopi per a que la mesura del guany de tensió sigui correcte -raoneu-ho.
A la freqüència de 20 Hz la reactància de les capacitats de l'oscil·loscopi val: (1/2π·20·125·10-12)Ω = 63,7 MΩ que és molt més gran que 1 MΩ , llavors només cal tenir en compte aquesta resistència per determinar el valor de CD . Així, s'haurà de complir XCD = 1 / 2π·20·CD ≤ 100 kΩ d'on CD ≥ ( 1/2π·20·100·103)F = 79,6 nF i podrem emprar un condensador de, per exemple, 100 nF .
A la freqüència més alta de 20 kHz la reactància de les capacitats de l'oscil·loscopi val: (1/2π·20·103·125·10-12) Ω= 63,7 kΩ que és molt més petita que 1 MΩ i , en conseqüència, és la que s'haurà de tenir en compte per comprovar que la reactància de CD a aquesta freqüència és adequada. A 20 kHz la reactància de CD val: (1/2π·20·103·100·10-9)Ω = 79,6 Ω que és molt més petita que 63,7 kΩ, llavors aquest condensador és correcte.
El valor de C1 és irrellevant, sempre que tinguem un nivell de senyal d'entrada a l'amplificador suficient -raoneu-ho. Es pot provar amb C1 = 100 nF .
La planificació del muntatge de la fig. 10 s'indica a la fig. 12 i a la fig. 13, una fotografia.
Relació de components:
Totes les resistències són de 0,25 W de dissipació.
Procediment:
• S'assaja el circuit amb senyal sinusoïdal a les freqüències, en Hz, següents: 20, 50, 100, 200, 500, 1000, 2000, 5000, 10.000 i 20.000 .
• El valor de pic del senyal d'entrada vi(t) s'ajusta a Vi = 5 mV a cadascuna de les freqüències.
• Es pren el valor de pic Vo del senyal de sortida vo(t) a cadascuna de les freqüències.
• Es calcula |Av| = Vo / Vi a cadascuna de les freqüències.
La taula de valors obtinguda és, per exemple:
i el guany obtingut està molt d'acord amb la previsió. Observeu l'oposició de fase del senyal de sortida respecte del senyal d'entrada, la qual cosa justifica el signe negatiu del guany.
Si es suprimeix el condensador CS en paral·lel amb RS , el model per a petit senyal serà el que s'indica a la fig. 14:
valors que estan molt d'acord amb la previsió.
Si es pretén fer una etapa amplificadora per a una gamma de freqüències més altes, per exemple, entre 20 kHz i 1 MHz , els valors dels condensadors poden ser 20.000 / 20 = 1000 vegades més petits -raoneu-ho- així, CS podria ser de 470 nF , C2 de 47 nF , CD de 10 nF i C1 de 10nF . Emprant aquests nous valors de condensadors confegim una taula de valors com les anteriors, amb Vi = 5mV, i obtenim, per exemple:
on es veu que el guany disminueix a les freqüències més altes, la qual cosa es deu a que el model simplificat per a petit senyal anterior no és adequat per a altes freqüències, ja que no té en compte les capacitats internes del JFET.
Torneu a la freqüència de 20 kHz i reduïu el valor de R1 per poder augmentar el nivell del senyal d'entrada i comprovar a partir de quin valor d'aquest, el senyal de sortida comença a presentar una distorsió considerable. La distorsió consisteix en la compressió que es produeix en els màxims de tensió i en la expansió en els mínims. Raoneu sobre la fig. 7 que això està d'acord amb l'esperat a conseqüència de la característica parabòlica de ID(VGS) .
Per simple observació de les fig. 11 i 14: 1) la impedància d'entrada Zi de l'amplificador és infinita i 2) la impedància de sortida Zo és igual a RD .
